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Chapitre 1
Les dipôles hyperfréquences
Les dipôles semi-conducteurs ont joué un rôle historique majeur dans le développement des systèmes hyperfréquences à l’état solide. Ils ont ainsi fait l’objet de travaux de recherche intenses dès les années 50. Ceux-ci ont conduit au développement de structures spécifiques entrant dans la réalisation de la plupart des fonctions de base des dispositifs. Si les dipôles semi-conducteurs ont dans un premier temps remplacé les tubes à vide partout où cela était possible, la tendance générale actuelle est d’être à leur tour remplacés par des tripôles et plus précisément par des transistors hyperfréquences. On peut attribuer le déclin progressif, depuis les années 80, de l’utilisation des dipôles micro-ondes à plusieurs facteurs. En premier lieu, l’électrode de commande qu’est classiquement la grille ou la base d’un transistor, constitue, en comparaison avec un composant ne comportant que deux électrodes, un avantage fondamental en terme de souplesse d’utilisation. D’autre part, la structure planaire des transistors est naturellement compatible avec l’intégration monolithique des circuits rendue nécessaire par l’augmentation de la complexité des fonctions de l’électronique à réaliser tant analogiques que numériques pour la production de masse dans les applications civiles. Les dipôles, quant à eux, présentent en général une structure verticale de type mésa rendant l’intégration monolithique beaucoup plus difficile. De plus, peu des dipôles classiques ont su tirer parti de l’avènement des hétérostructures alors que celui-ci a permis le développement à partir des années 80 de nouvelles filières de transistors comme le transistor à effet de champ à haute mobilité (HEMT) et le transistor bipolaire à hétérojonction (HBT) dont les apparitions successives ont permis un bond technologique décisif pour la montée en puissance et en fréquence des systèmes. Les dipôles souffrent encore de désavantages résultant de leur fonctionnement dynamique, souvent intrinsèquement non linéaire et dépendant de Chapitre rédigé par Christophe DALLE.
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la température, et à leur forte interaction avec le circuit extérieur. En conséquence, la modélisation, l’optimisation et la mise en œuvre de circuits à dipôles s’avèrent souvent délicates, en particulier à cause de la difficulté dans la définition de schémas électriques équivalents à la fois réalistes et compatibles avec une exploitation dans les logiciels de conception assistée par ordinateur utilisés systématiquement dans l’industrie. Les dipôles hyperfréquences conservent cependant un rôle important dans les applications hautes fréquences et dans celles dans lesquelles des niveaux de puissance élevés sont mis en jeu et là où la performance pure prime sur le coût comme dans les applications militaires, les dispositifs de mesure et les circuits pour applications spécifiques. Nous focaliserons notre exposé sur les structures encore d’actualité comme les dipôles à temps de transit pour la génération de puissance à savoir la diode à avalanche et temps de transit et la diode à transfert électronique, les diodes PIN et Varactor pour les applications de contrôle et de génération harmonique de puissance.
Dans ce chapitre, nous décrirons la structure spécifique de chacun de ces dipôles hyperfréquences. Leur principe de fonctionnement sera étudié à l’aide d’une modélisation physique temporelle basée sur une approche macroscopique unidimensionnelle justifiée par la géométrie de la puce semi-conductrice en général de type mésa. Cette méthode nous permettra de décrire les formes d’ondes des signaux électriques externes aux composants (courant et tension) en relation avec les évolutions spatio-temporelles des principales grandeurs physiques internes (densité et vitesse des électrons et des trous, champ électrique, etc.) déterminées par les phénomènes physiques et les conditions de transport des porteurs mobiles au sein de leur zone active. Ceci nous permettra de bien comprendre l’origine de leurs performances mais aussi celle de leurs limites de fonctionnement. Enfin, leurs principales applications seront chaque fois présentées.
1.1. Oscillateurs micro-ondes à dipôle à temps de transit
1.1.1.Principe de fonctionnement des oscillateurs micro-ondes à dipôle à temps de transit
Un oscillateur électrique sinusoïdal à l’état solide est un dispositif électronique permettant la conversion d’une puissance continue d’alimentation P0en une puissance P1alternative à une fréquenceωdéterminée. Ainsi, un oscillateur à dipôle à temps de transit peut être schématiquement représenté par un dispositif comprenant (figure 1.1) : – un circuit de polarisation continue fournissant la puissance d’alimentation P0, – un élément électronique actif à savoir un dipôle à injection et temps de transit. Ce type de composant semi-conducteur est, sous certaines conditions de polarisation continue, capable de convertir une partie de la puissance continue qui lui est fournie en puissance hyperfréquence P1dans une certaine bande de fréquence,
Les dipôles hyperfréquences 17
– un circuit passif de charge dont le rôle est la stabilisation du fonctionnement de l’oscillateur à la fréquenceωdésirée et le transfert optimal de la puissance émise par l’élément actif vers la charge utile à l’utilisateur.
Figure 1.1.Schéma de principe d’un oscillateur à temps de transit
L’interaction entre les propriétés dynamiques intrinsèques de l’élément actif et le comportement électrique fréquentiel du circuit passif de charge détermine le fonctionnement instantané global de l’oscillateur et donc ses performances utiles.
1.1.1.1. Condition d’oscillations monochromatiques
Figure 1.2.Modèle fréquentiel de l’oscillateur à résistance négative en régime continu d’oscillations à une fréquenceω
En régime de fonctionnement permanent, la décomposition en série de Fourier sur une période à la fréquenceωde la tension instantanée V(t) développée aux bornes du dipôle et du courant I(t) le parcourant permet de définir le modèle fréquentiel de l’oscillateur (figure 1.2). Celui-ci exprime clairement la condition d’oscillations à la fréquenceωterme de relation d’impédances et permet le calcul des grandeurs en fonctionnelles associées (puissance P1et rendement). Le problème posé au concepteur d’un oscillateur est en général l’obtention d’une puissance alternative P1=V1I1cosφ1à la fréquence fondamentaleωdésirée à la fois monochromatique et maximale, associée
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à un rendement de conversion P1/P0le plus élevé possible [1]. Ainsi, l’obtention d’une puissance de sortie P1 monochromatique est possible si au moins l’un des deux signaux électriques mesurables aux bornes du circuit de charge, c'est-à-dire la tension V(t) développée à ses bornes ou le courant I(t) le parcourant, est un signal sinusoïdal pur. En effet, la puissance étant proportionnelle au produit courant-tension, il suffit que l’un de ces deux signaux soit purement sinusoïdal pour que la puissance recueillie dans le circuit de charge soit monochromatique. Cette fonction peut être assurée par la fonction de filtrage et d’adaptation d’impédance du circuit passif de charge. Ainsi, l’obtention d’une tension alternative monochromatique aux bornes du circuit de charge nécessite que celui-ci se comporte d’un point de vue électrique comme un court-circuit à toutes les fréquences autres que la fréquence d’oscillationsω désirée. Ce cas idéal peut être approché en pratique par l’utilisation d’un circuit résonnant RLC parallèle à coefficient de surtension Q suffisamment élevé. Dans ce cas, on peut admettre en première approximation que la forme d’onde de la tension développée aux bornes du dipôle actif est de la forme :
V(t) = V0+ V1sin(ωt).
L’évolution temporelle du courant I(t) est quant à elle déterminée par les propriétés dynamiques du dipôle actif.
De façon duale, l’obtention d’un courant parfaitement sinusoïdal à la fréquenceωimplique que le circuit de charge se comporte comme un circuit ouvert à toutes fréquences autres que la fréquence d’oscillations. Ce cas idéal peut être approché en pratique par l’utilisation d’un circuit résonnant RLC série présentant un coefficient de surtension suffisamment élevé. Le courant circulant dans le circuit de charge est alors de la forme :
I(t) = I0+ I1sin(ωt).
L’évolution temporelle de la tension V(t) développée aux bornes du circuit de charge est déterminée par les propriétés électriques dynamiques du dipôle actif.
1.1.1.2.Modèle simplifié de l’oscillateur à dipôle à temps de transit
Les circuits passifs les plus couramment utilisés en hyperfréquences pour la réalisation d’oscillateurs à temps de transit sont principalement des cavités en structure guide d’onde métallique. Ces circuits présentent un comportement électrique fréquentiel proche de celui d’un circuit résonnant parallèle à coefficient de surtension élevé. Cette propriété permet de réduire le modèle de l’oscillateur à dipôle à temps de transit à un modèle temporel du dipôle actif capable de déterminer la relation instantanée entre le courant I(t) parcourant le composant et la tension V(t) développée à ses bornes dont la forme d’onde est dans ce cas à priori purement sinusoïdale. Pour un point de polarisation continue fixé, le modèle du composant fournit l’évolution du
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courant I(t) en régime permanent. La décomposition en série de Fourier sur un cycle, à la fréquence d’oscillationωimposée, de ces signaux électriques permet le calcul de la puissance hyperfréquence directement émise par le composant actif, le rendement de conversion associé ainsi que son impédance [2]. Les résultats obtenus n’ont cependant un sens que si la condition d’oscillations théorique peut être reproduite en pratique. Ceci signifie notamment que le niveau d’impédance de charge à réaliser pour adapter l’impédance présentée par le composant doit être compatible avec la technologie des circuits passifs hyperfréquences utilisée.
1.1.1.3.Influence de la forme d’onde du courant I(t) sur les performances de l’oscillateur
Aucune hypothèse n’a jusqu’à présent été formulée concernant l’influence de la forme d’onde du courant I(t) délivré par l’élément actif sur les performances globales de l’oscillateur. On peut donc se permettre d’étudier à priori les formes d’onde de ce courant conduisant aux performances les plus élevées (figure 1.3).
Figure 1.3.Formes d’onde théoriques idéales de la tension et du courant dans un oscillateur à dipôle pour différents modes de fonctionnement sinusoïdal permanent : a) classe C idéal, b) résistance dynamique négative pure, c) à temps de transit
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