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Dispositifs de l'électronique de puissance Tome 2 : transistor bipolaire et thyristor. (coll. Traité des nouvelles technologies Electronique)

De
560 pages
...
Partie 1. Transistor à jonction bipolaireTenue en tension statiqueTenue en courant permanentTransitoires - Interactions tension-courantDarlingtonPartie 2. ThyristorTenue en tension statique et en températureRésistance négative et filamentationTenue en courant permanentTransitoires, thyristor un seul étageAmélioration des thyristors classiquesThyristor ouvrable par la gâchetteTRIACParentèle thyristorPartie 3. Transistor à grille bipolaireComparaison TEC oxyde uni et bipolaireTenue en tension statiqueTenue en courant permanentTransitoiresSurcharges, courts-circuitsParentèle TGB - TECJonctionConclusionsBibliographie. Tables des Symboles - Index
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Ouvrage publié avec le concours du ministère de la Recherche et de la Technologie (D1ST)
Traite des Nouvelles Technologies
Electronique
Dispositifs
de T électronique
de puissance
Volume 2
Jacques Arnould
Pierre Merle
HERMES Dispositifs de l'électronique de puissance Collection
sous la direction
de la
se e
Exécution des dessins et montage de l'ouvrage : J.-F. PIERRE-ÉMILE TVaité des Nouvelles Technologies
Electronique
Dispositifs
de l'électronique
de puissance
volume 2
Jacques Arnould
Pierre Merle
HERMES SOMMAIRE DE L'OUVRAGE
Volume 1
généralités
la chaire, le métal et le silicium
diode
transistor à effet de champ
Volume 2
transistor à jonction bipolaire
thyristor
transistor à grille bipolaire
conclusions
© Hermès, Paris, 1992
Éditions Hermès
34, rue Eugène Flachat
75017 Paris
ISBN 2-86601-308-5 Table des matières
Table des figures 13
La légende des DEP 24
Chapitre 5. Transistor à jonction bipolaire 31
5.1. Généralités 3
5.2. Tenue en tension statique9
5.2.1. Comparaison VCBO-VCEO 4
5.2.1.1. Analyse de VCBO2
5.2.1.2. Analyse de VCEO3
5.2.1.3. Relations de Miller6
5.2.1.3.1. Liaisons VCEO , VCBO
5.2.1.3.2. Comportement général en VCEO
5.2.1.3.3. Optimisation en VCE O
5.2.1.4. Comparaison des deux optimisations 50
5.2.2. Comparaison VCEO NP N - VCE O PNP4
5.2.3. Périphérie 55
5.3. Tenue en courant permanent
5.3.1. Régimes unidimensionnels : linéaire, pseudo-saturé, saturé 56
5.3.1.1. Définitions
5.3.1.2. Fonctionnement linéaire 58
5.3.1.3. Zone pseudo-saturée 61
5.3.1.4. Zone de saturation2
5.3.1.5. Complément sur le transistor bipolaire de puissance
pseudosaturé. Doublement du coefficient de diffusion 6
5.3.1.5.1. Hypothèses
5.3.1.5.2. Calculs et commentaires
5.3.2. Fonctionnement bidimensionnel7
5.3.2.1. Autopolarisation interne
5.3.2.2.n externe 70
5.3.3. Equilibrage résistif - Ballastage4 6 Dispositifs de l'électronique de puissance
5.4. Transitoires 80
5.4.1. Généralités. Comparaison NPN-PN P 80
5.4.2. Fermeture5
5.4.2.1. Définitions. Mécanismes généraux5
5.4.2.2. Montée du courant collecteur (tr) 91
5.4.2.3. Saturation dynamique (tdm)2
5.4.3. Ouverture 94
5.4.3.1. Définition. Présentation générale4
5.4.3.2. Mécanisme de l'évacuation des charges7
5.5. Interactions tension-courant 107
5.5.1. Résistances négatives9
5.5.1.1. Généralités9
5.5.1.2. Origines usuelles des résistances négatives de type S 112
5.5.1.3. Résistance négative et aire de sécurité des transistors à
jonction bipolaire 113
5.5.1.3.1. Aire de sécurité directe (FBSOA, I ) ou AS D SB
5.5.1.3.2. Aire de sécurité inverse (RBSOA, E ) ou AS I s/B
5.5.2. Résistance négative par génération n, p4
5.5.3.ee thermique par dVBE/d0 < 0 117
5.5.4. Résistance négative électrique par injection par avalanche 120
5.5.4.1. Porteurs chauds. Mobilité. Champ électrique0
5.5.4.2. Mécanisme principal dans la zone linéaire 122
5.5.4.3. Zone ohmique. Pseudo-saturation6
5.5.4.4. Couche tampon 127
5.5.4.5. Limite de densité de puissance9
5.5.5. Second claquage direct 130
5.5.5.1. Généralités0
5.5.5.2. Aire de sécurité directe (ASD , FBSOA, l ) 131
s/B
5.5.5.3. Compléments. Surcharge8
5.5.5.3.1. Aire de commutation
5.5.5.3.2. Aire de surcharge accidentelle
5.5.6. Second claquage inverse 141
5.5.6.1. Analyse qualitative1
5.5.6.2. Tendances de conception3
5.5.6.3. Circuits et vieilles querelles5
5.5.6.4. Aire de sécurité inverse (AS I = RBSOA clamped) 148
5.5.6.5. Compléments 152
5.5.6.5.1. Surcharge inverse (OLSOA)
5.5.6.5.2. Energie inverse Eg/g
5.6. Darlington5
5.6.1. Généralités5
5.6.2. Répartition des courants7
5.6.3. Effets spécifiques de l'intégration monolithique 159 Table des matières 7
5.6.4. Ralentissement de la diode de roue libre par fi inverse 162
5.6.5. Oscillations et remise en conduction parasite5
5.6.6.t par les diodes d'accélération 168
Chapitre 6. Th yristo r 171
6.1. Généralités
6.2. Tenue en tension statique et en température 180
6.2.1. Notations et définitions pour V > 0A K
6.2.2. Claquage élémentaire du PvP2
6.2.3. Effet thyristor 184
6.2.3.1. Relation caractéristique
6.2.3.2. Critère de retournement6
6.2.3.3. Calculs
6.2.4. Caractéristique pour I = 07 G
6.2.4.1. M l a = 1. Courant de maintien I 18
H
2
6.2.4.2. (1 -MZa) = ICOT M (dEa/аТд). Courant de retournement Is 189
6.2.4.3. Tension de retournement 190
6.2.4.4. Tenue en température5
6.2.5. Caractéristique pour I * fj8 G
6.2.5.1. IQ > 0. Fermeture par la gâchette
6.2.5.2. I < 0. Non-fermeture 203 G
6.2.6. Courts-circuits. N P ou v P . ЭЕа/Э1 > 0E B B E
6.2.7. Périphérie 209
6.2.7.1. Double biseau 211
6.2.7.2. Sillonnage
6.2.7.3. Caisson2
6.2.7.4. Solutions planar symétriques
6.2.7.5. Tenue en avalanche ?3 6.2.8. Modes linéaires p - Э - P23
1 2 32
6.2.8.1. Direct bloqué. V > 0 214 A K
6.2.8.2. Inverse. V < 06 A K
6.3. Résistance négative et filamentation8
6.3.1. Constats. Hypothèses
6.3.2. Instabilités latérales en zone à résistance négative 219
6.3.3. Bidimensionnalité. Applications 222
6.3.3.1. Courts-circuits localisés G K
6.3.3.2. Courant d'accrochage I et de maintien I 224 L H
6.3.4. Expérience de filamentation
6.4. Tenue en courant permanent6
6.4.1. Microsondage sur coupe8 8 Dispositifs de l'électronique de puissance
6.4.2. Aspects divers de la conduction 232
6.4.2.1. Gains forcés2
6.4.2.2. Comparaison avec la diode PI N3
6.4.2.3. Courbe en "S". Désaturation5
6.4.2.4. Chute de tension en direct passant6
6.5. Transitoires. Thyristor un seul étage6
6.5.1. Fermeture par la gâchette - dl/dt7
6.5.1.1. Temps de fermeture 237
6.5.1.2. dl/dt 241
6.5.2. Ouverture par le circuit principal - tq 248
6.5.2.1. Point de vue du circuit9
6.5.2.2. Constats expérimentaux 250
6.5.2.3. Modèle physique4
6.5.3. Compléments sur le tq8
6.5.3.1. dl/dt "avant"8
6.5.3.2. Formule fausse, assez simple, utilisable9
6.5.3.3.e moins fausse, compliquée, inutilisable 260
6.5.3.4. Réduction localisée de la durée de vie 261
6.5.3.5.n de tq par augmentation de VR M3
6.5.3.6. Courant de "nettoyage" 264
6.5.3.7. Ordres de grandeur de tq = f(V , I , 9, dV/dt)7 R T
6.5.3.8. Thyristor de rêve, à tq ultra faible7
6.5.4. Variation rapide de tension - dV/dt 272
6.5.4.1. dV/dt post recouvrement2
6.5.4.2. dV/dt "sec", ordinaire3
6.5.4.3. dV/dt et V < 06
G K
6.5.4.4. Rampe de tension dV/dt. Effet Miller. Découplage capacitif 279
6.5.4.5. Mémoire de dV/dt 282
6.5.4.6. dV/dt meilleur à chaud qu'à froid3
6.6. Amélioration des thyristors classiques4
6.6.1. Amplification de gâchette - darlistor5
6.6.2. Thyristor asymétrique 291
6.6.3.r dissymétrique8
6.6.4. Thyristor à ouverture assistée par la gâchette 300
6.6.5. Compromis V RM , V , tq 303 D t
6.6.6. Tenue en énergie inverse5
6.6.7. Limite fréquentielle des thyristors à court-circuit de cathode 307
6.6.7.1. Interactions et concessions mutuelles7
6.6.7.2. Analyse expérimentale des pertes impulsionnelles9
6.6.7.3. Modèle de limite fréquentielle 312
6.6.7.3.1. Circuit de référence
6.6.7.3.2. Aspect thermique Table des matières 9
6.6.7.3.3. Aspect structurel
6.6.7.3.4. Synthèse
6.7. Thyristor ouvrable par la gâchette 325
6.7.1. Conception des TOG . Principes généraux8
6.7.1.1. Ce qui se racontait
6.7.1.2. La longue marche des TO G 332
6.7.1.3. Rapidité. Traînée
6.7.2. Conception des TOG . Formulation9
6.7.2.1. Critère de fermeture : 0j < 125 °C 340
6.7.2.2. Premier critère d'ouverture : V <BV1 GK G K
6.7.2.3. Second critèree : Jp < N q vD d
6.7.2.4. Calculs. Développements 342
6.7.2.5. Bilan de conception de la cathode des TO G3
6.7.2.6. Commentaires sur la modélisation
6.7.2.7.s sur la limite fréquentielle circuit 344
6.7.3. V < 0, tq, ouverture mixte ?5 GK
6.7.3.1. Catalogue 348
6.7.3.2. Discussion brève
6.8.TRIAC 350
6.8.1. Déclenchement du TRIA C 354
6.8.1.1. Mode + +(quadrant I)
6.8.1.2. Mode + - (quadrant II)5
6.8.1.3. Mode — (quadrant III)
6.8.1.4. Mode - +t IV )7
6.8.1.5. Commentaires
6.8.1.5.1. De l'égalité des quatre courants de déclenchement
6.8.1.5.2. Du schéma équivalent
6.8.1.5.3. Du dl/dt
6.8.2. dV/dt à la commutation : (dV/dt) 359 c
6.8.2.1. Enoncé et discussion du problème
6.8.2.1.1. Relations concernant V(t)
6.8.2.1.2.st I(t)
6.8.2.2. Evaluation des performances en (dV/dt) 365
G
6.8.2.3. Structure parfaite en tenue en (dV/dt)8 c
6.9. Parentèle thyristor 370
6.9.1. Thyristor à conduction inverse1
6.9.2.r diode2
6.9.3. Photo thyristor très haute tension3
6.9.4. PhotoTRIAC. Déclencheur
6.9.5. Suppresseurs ± Thyristors5
6.9.5.1. Suppresseurs à résistance négative de structure thyristor.... 37
6.9.5.2.s àee ou non de type "sandwiches" 377 1C Dispositifs de 1 électronique de puissance
Chapitre 7. Transistor à grille bipolaire 379
7.1. Généralités. Comparaison TEC oxyde uni- et bipolaire 380
7.2. Tenue en tension statique 385
7.3. Tenue en courant permanent7
7.3.1. TG B ou PN P à base inaccessible
7.3.2. Schéma équivalent statique. Thyristor parasite 390
7.3.3. Compléments 394
7.3.3.1. Notations
7.3.3.2. Différence entre un thyristor et un TGB
7.3.3.3. Contrôle de l'injection anode 396
7.3.3.4. Comparaison DMOS-TGB. Mise en parallèle 396
7.3.4. Calcul des courants dans le TG B 403
7.3.4.1. Pv P à YE = 1, pseudo-saturé. Etape préliminaire 405
7.3.4.2. Pv P à TE * 1,. Image du TGB
7.3.4.3. Coupure par annulation de J 411 n T
7.3.4.4. Modélisation statique du TGB2
7.3.4.4.1. Existence de X
7.3.4.4.2. Résistance de canal. Invariance de la traînée
7.3.4.4.3. Discussion
7.3.4.4.4. Chute de tension en direct
7.3.4.4.5. Charges stockées
7.3.4.4.6. Conclusions
7.4. Transitoires 418
7.4.1. Définitions
7.4.2. Schéma équivalent dynamique 41
7.4.3. Commutation et transfert de charges. dV/dt9
7.4.4. Déstockage. Traînée. Effet chasse-neige 430
7.4.5. Base flottante des PvP 43
7.4.6. TG B lent. TG B rapide 442
7.5. Surcharges. Courts-circuits4
7.5.1. Présentation générale
7.5.2. Analyse des limites. Echauffement. Plateau9
7.5.2.1. Toshiba-1000 V, deux fois 50 A
7.5.2.2. Fuji-600V, deux fois 100 A et 1200 V, deux fois 50 A 451
7.5.2.3. Comparaison Toshiba-Fuji 453
7.5.3. Transconductance et court-circuit
7.5.3.1. Incidence d'une transconductance élevée
7.5.3.2. Baisse du courant de court-circuit avec le temps 456
7.5.3.2.1. Données du problème
7.5.3.2.2. Hypothèse du "thermique"
7.5.3.2.3. Elévation de température
7.5.3.2.4. Discussion
7.5.3.2.5. Conclusions possibles
v Table des matières 11
7.5.3.3. dl/dt d'un court-circuit par rapport à celui du régime normal 462
7.5.3.4. Mise en parallèle. Elévation de température. Court-circuit. 462
7.5.4. Résumé sur les surcharges et les courts-circuits 463
7.6. Párentele TG B 464
7.7. TEC jonction7
7.7.1. TE C jonction majoritaire : SIT 469
7.7.1.1. Caractéristiques principales 470
7.7.1.2. Bilan général1
7.7.2. TE C jonction bipolaire : SITh2
7.7.2.1. Caractéristiques principales
7.7.2.2. Bilan 474
7.7.3. TE C jonction majoritaire "NO " avec injection de mode bipolaire
par la grille : BMFET6
7.7.3.1. Caractéristiques principales
7.7.3.2. Bilan
Chapitre 8. Conclusions9
8.1. Philosophie de la physique des DEP
8.1.1. Neutralité. Modulation
8.1.2. Charges stockées 482
8.1.3. Mous les DEP ?4
8.1.4. Partie vitale7
8.1.5. Charges. Courants 491
8.1.6.Injecteurs
8.1.7. Extracteurs
8.2. Philosophie de la conception des DEP
8.2.1. De la manière de commencer
8.2.2. Résumé. Caractéristiques
8.2.3. Comparaisons des principaux DEP 506
8.2.4. Modélisation 513
8.2.5. Conclusions sur le choix d'un DEP
8.3. Perspectives et réalités8
8.3.1. Qu'espérer d'un morceau de silicium ? 51
8.3.2. Quel avenir pour le silicium? 52
8.3.3. Quelle est la meilleure structure de DEP ?
8.3.4. Mise à jour 534
Bibliographie5
Tabledessymboles 541
Glossaire
Index 550 Table des figures
5.1. Caractéristiques générales des transistors bipolaires de puissance. Structure.
Technologie. Applications principales 32
5.2. Tableau comparatif dess technologies utilisées dans la fabrication
des transistors de puissance4
+ +
5.3. Structures N P+vN6
5.4. Effet transistor, obtenu à partir d'une modification des conditions aux limites.... 38
5.5. Tenue en tension statique des transistors9
5.6. Allures générales des concentrations d'impuretés. Répartition du champ sous
tension pour les modes B et BVÇBO 41
5.7. Conception de couches v pour des valeurs BV donnéesCB O
5.8. Schéma du transistor base ouverte, donnant les différents éléments du calcul
deVcEQ 46
5.9. Allure du champ électrique en fonction de la distance8
5.10. Formules littérales donnant les grandeurs caractéristiques de la tenue en V CB O
et VfjEQ des transistors 52
5.11. Tenue en tension comparées des transistors NPN et PN P 54
5.12. Coupe d'un transistor traditionnel prenant en compte une tenue en tension
périphérique planar à électrode de champ double niveau5
5.13. Structures (à éviter) montrant la possibilité d'un canal conducteur en
périphérie
5.14. Transistor de puissance. Représentation qualitative des zones intéressantes des
caractéristiques, le = f(V ) à I = constante 57 Œ B
5.15. Transistor de puissance.n qualitative des zones intéressantes
d'une caractéristique J = f (V ) à J = constante9 c CE B
+ +5.16. Symbolisation d'un transistor N IN 63
5.17. Allure générale des distributions de charges et de densité de courant dans un
transistor bipolaire de puissance pseudo-saturé6
5.18. Transistore dee pseudo-saturé. Définition des grandeurs
utilisées dans le calcul7
5.19. Autopolarisation interne en fonctionnement direct8
5.20. Schéma d'un doigt de transistor utilisé pour le calcul de la chute de tension
transversale en autopolarisation interne9
5.21. Schéma d'un doigt de transistor utilisé pour le calcul de la chute de tension
et de la compensation, en autopolarisation externe longitudinale 71 14 Dispositifs de l'électronique de puissance
5.22. Schéma électrique équivalent de la compensation de l'autopolarisation
externe 72
5.23. Différentes possibilités d'alimentation par les peignes émetteur-base, dans
un transistor2
5.24. Schéma de doigts d'émetteur dans un transistor. 73
5.25. Cartographie des isodensités linéiques de courant dans un transistor
bipolaire de puissance4
5.26. Principe de l'équilibrage résistif généralisé5
5.27. Schéma équivalent élémentaire du transistor à prendre en compte dans le
calcul dee résistif. 76
5.28. Silhouette d'une structure SIRET (1985). Exemple de calibre 15 A, 500 V
Pas général des cellules 100 um xlOO p.m7
5.29. Définition des zones de contact d'un transistor8
5.30. Comparaison graphique de la construction de la zone désertée dans des
+ + + +transistors bipolaires de structure N PvN et N P7tN 81
5.31. Distribution stylisée pour le calcul du temps de transit des porteurs dans la
base 82
5.32. Chronogrammes idéalisés permettant la définition des paramètres de la
commutation3
5.33. Différentes configurations possibles de transistors de puissance. Incidence sur
le comportement à la commutation4
5.34. Mise en conduction (ou fermeture) d'un transistor bipolaire de puissance 86
5.35. Valeurs caractéristiques des temps de fermeture 87
5.36. Mise en conduction. Evolution des profils de charges8
5.37. Exemple de chronogrammes réels de fermeture 90
5.38. Situation des charges en fin de montée du courant collecteur (t,) 92
5.39. Evolution du profil de concentration des charges, au cours de la fermeture d'un
transistor. Saturation dynamique3
5.40. Diagramme représentant la charge stockée dans la base étendue du transistor
(pseudo-base) 95
5.41. Mise en blocage d'un transistor (ouverture), dans un montage de type hacheur.
Chronogrammes idéalisés6
5.42. Chronogrammes typiques de fonctionnement à l'ouverture du BUX48 A 97
5.43. Valeurs caractéristiques au blocage7
5.44. Mise en évidence des différentes zones actives lors de l'ouverture des
transistors de puissance8
5.45. Influence du courant collecteur et des commandes sur l'ouverture 99
5.46. Déstockage des charges de la base dans un transistor de puissance 100
5.47. Allures des grandeurs essentielles au cours de l'ouverture d'un transistor, dans
un mode cascode. Le silicium est dans tous ses états 104
5.48. Transistor en cours d'ouverture, mode cascode (analogue à une diode en
recouvrement) 105
5.49. Diagramme montrant pour le SIRET (BUP1 10 A 1000 V) un minimum de
dissipation d'énergie à l'ouverture pour un rapport courant de base courant
collecteur d'environ 1/47
5.50. Densité de courant en fonction de la tenue en tension de blocage de quelques
transistors en boîtier T038 Table des figures 15
5.51. Courbes symboliques des effets de résistance négative justifiant leurs
dénominations 110
5.52. Incidence du générateur sur les effets de résistance négative 111
5.53. Effets de résistance négative. A gauche filamentation de type S ; à droite,
aplatissement de type N
5.54. Résumé des effets de résistances négatives contrôlées en courant (type S) 112
5.55.a.Résistivité en fonction de la température et du dopage montrant la plage de
comportement métallique du silicium5
5.55.b.Variation de la température intrinsèque en fonction du dopage 116
5.56. Schéma de jonctions en parallèle permettant de voir les problèmes de
résistance négative en dV /d G7 BE
5.57. Courant d'une diode émetteur-base, en fonction de la tension à ses bornes et de
la température 118
5.58. Vitesse de déplacement des électrons et des trous en fonction du champ
électrique et de la température (saturations à champ fort) 121
5.59. Allure générale du réseau de courbes d'un transistor de puissance3
5.60. Représentation numérique du basculement de champ en fonction de la densité
de courant à tension collecteur-émetteur fixe4
5.61. Variation du champ électrique avec la distance dans la zone de collecteur en
régime de pseudo-saturation lorsque la densité de courant augmente à
V = Cste 126 C E
5.62. Effet d'une couche tampon sur la tenue en tension à forte densité de courant
d'un transistor
5.63. Calcul de la densité de puissance maximale dissipable dans un transistor
+(lorsque l'on atteint le champ maximum côté vN ) 130
5.64. Caractéristique I,V montrant la position du second claquage1
5.65. Aire de sécurité directe du BUX48 et du BUX48 A2
5.66. Répartition des lignes de courant dans un transistor en situation d'aire de
sécurité directe 133
5.67. Aire de sécurité directe en régime permanent du BUX484
5.68. Schéma équivalent d'un transistor monolithique à prendre en compte pour
l'étude du ballastage5
5.69. Allure générale d'un méso-plasma
5.70. Représentation des isothermes d'un transistor type 2N3055, relevées à la limite
du second claquage6
5.71. Pourcentage de décroissance de la puissance dissipable et du courant de
claquage secondaire direct I /B . lorsque la température augmente 137 S
5.72. Représentation de l'aire de sécurité directe du transistor 2N30558
5.73. Aire de commutation du BUX48 139
5.74. Aire de surcharge accidentelle du BUX48 140
5.75. Diagramme des lignes de courant lors de l'ouverture d'un transistor par
inversion du courant de base1
5.76.e des lignes de courant lors dee d'un transistor par
inversion du courant de base2
5.77. Aire de sécurité à l'ouverture avec I <0, (RBSOA, E )4 B s/B
5.78. Principe de l'émetteur creux 145 16 Dispositifs de l'électronique de puissance
5.79. Réseau de courbes de second claquage montrant les tensions de rupture pour
différentes valeurs des courants de base appliqués en sens inverse 146
5.80. Schéma de principe du cascode 147
5.81. Limites I,V, commutables avec un courant de base à l'ouverture donné
(Darlington trois étages 1000 V 50 A )8
5.82. Courbes traduisant les conditions de fonctionnement en aire de sécurité
inverse RBSO A9
5.83. Commande de base et oscillogrammes d'ouverture en polarisation inverse 150
5.84. Aire de sécurité inverse (RBSOA) du BUX48 152
5.85.e deé en surcharge inverse du BUX48 pour une température
de 125 °C 153
5.86. Principe de la mesure de dissipation d'énergie en situation d'ouverture de
circuit inductif sans écrêteurs. Circuit3
5.87. Principe de la mesure de dissipation d'énergie en situatione de
circuit inductif sans écrêteurs. Oscillogrammes de principe 154
5.88. Aire de sécurité inverse sans écrêteur 154
5.89. Association de transistors5
5.90. Principe d'un module Darlington hybride6
5.91. Schéma de principe du montage Darlington7
5.92. Problèmes provoqués par le monolithisme des montages Darlington 160
5.93. Principe de la construction des résistances internes dans les montages
Darlington à l'aide de la diffusion émetteur 161
5.94. Schéma de principe d'une commande de moteur par pont hacheur ML I 162
5.95. Schémas équivalents d'un Darlington montrant son étage de sortie T2 en
mode p inverse 163
5.96. Exemples d'oscillogrammes mettant en évidence le rôle du recouvrement de
l'étage T2 du Darlington en mode P inverse4
5.97. Exempless à l'ouverture d'un Darlington avec oscillations
parasites du courant I et réamorçages intempestifs successifs du courant B
principal6
5.98. Succession évolutive de schémas équivalents permettant d'analyser le
mécanisme des oscillations parasites à l'ouverture 167
5.99. Chronogrammes (de principe et réels) montrant la dégradation du gain global
du Darlington lorsque la fermeture se rapproche trop de l'ouverture
immédiatement précédente9
5.100. Schéma équivalent d'un triple Darlington explicitant l'effet négatif de diodes
d'accélération trop lentes en recouvrement 170
6.1. Technologie d'encapsulation des thyristors de puissance élevée 172
6.2. Analogie thyristor-diode PIN4
6.3. Présentation symbolique des quatre couches d'un thyristor. Analogie avec
l'imbrication de deux transistors4
6.4. Caractéristiques générales des thyristors de puissance. Structure. Technologie.
Applications principales 176
6.5. Caractéristique typique des thyristors7
6.6. Ouverture émetteur d'un thyristor moyenne puissance. Coupe représentative
des zones de court-circuit et de recul de trous8 Table des figures 17
6.7. Profils des concentrations d'impuretés dans les thyristors de puissance 179
6.8. Schéma de la terminaison en double biseau d'un thyristor classique
6.9. Représentation schématisée des définitions d'un thyristor. 180
6.10. Représentations simplifiées des différences de tenue en tension des zones
183 P+vP+etP+vN*
6.11. Thyristor en mode direct bloqué, représentation des différents courants, et des
conditions d'amorçage4
6.12. Diverses représentations simplifiées d'un thyristor 185
6.13. Conditions schématisées du retournement des thyristors 190
6.14. Réseau de courbes [l - la (I )], ICOT/U- fonction de I , permettant une A A
résolution graphique 191
6.15. Construction point par point de la caractéristique I (V^ ) d'un thyristor, en A
fonction de la caractéristique ICOT CVR)2
6.16. Représentation graphique qualitative de l'intérêt d'augmenter le courant 1 194 H
6.17. Graphiques simplifiés montrant l'influence de la température d'abord sur les
caractéristiques ICOT(VR) puis sur celles d'amorçage 196
6.18. Tenue en tension pour un courant de fuite et une épaisseur de zone déserte
donnée, la température étant constante7
6.19. Représentation, sur les caractéristiques, de la fermeture au moyen d'une droite
de charge résistive9
6.20. Graphiques simplifiés montrant l'influence du courant 1Q sur la caractéristique
d'amorçage 200
6.21. Schéma équivalent du thyristor montrant la répartition des courants entre les
trois électrodes2
6.22. IQ négatif et non-fermeture. Symbolisâtes 204
6.23. Obtention d'une caractéristique thyristor à partir de deux transistors de gains
modifiés extérieurement6
6.24. Schéma des courants pour le transistor constituant PNP et variation du gain en
courant avec le courant débité7
6.25. Courts-circuits émetteur-base8
6.26. Illustration des inconvénients possible en périphérie de thyristor 210
6.27. Périphéries traditionnelles des thyristors 21
6.28. Schéma d'un montage de type piédestal avec des tenues en tension symétrique
par jonction planar
6.29. Représentation des possibilités d'avalanche en périphérie 213
6.30. Schéma du thyristor en mode direct bloqué4
6.31.a dur en mode directé5
6.32. Schéma du thyristor en mode inverse bloqué6
6.33.a dur en modeeé7
6.34. Schéma de la formation d'un filament à l'extinction d'un thyristor 219
6.35. Etude d'instabilité latérale 220
6.36. Comparaison entre hystérésis de structure et de circuit 222
637. Mise en parallèle d'éléments de sensibilité différente3
6.38. Schéma de la disposition de la zone de recul de trous sensible et de la zone de
trous désensibilisée
639. Circuit de mesure de I et de IH5 L18 Dispositifs de l'électronique de puissance
6.40. Représentation des lignes de courant à la fermeture 225
6.41. Résultats expérimentaux d'expérience de filamentation7
6.42. Montage de l'échantillon permettant le microsondage sur coupe9
6.43. Résultats du microsondage sur coupe dans le cas d'un thyristor 231
6.44. Distribution de charges lors d'une situation de saturation en direct passant3
6.45. Evolution possible des concentrations lorsque le niveau d'injection des
porteurs augmente 234
6.46. Courbe en S représentative de la désaturation5
6.47. Eléments principaux de la commutation des thyristors 237
6.48. Caractéristique d'amorçage des thyristors8
6.49. Représentation des différents temps de fermeture des thyristors9
6.50. Evolution de la distribution de charges au cours de la fermeture pendant le
temps de montée du courant 240
6.51. Evolution de la distribution de charges au cours de la fermeture pendant le
temps d'installation des charges
6.52. Fermeture d'un thyristor2
6.53. Progression de la zone de fermeture d'un thyristor à partir d'une gâchette
circulaire3
6.54. Perturbation en tension de la zone de charge d'espace 244
6.55. Mise en évidence d'une progression de plasma. Montage expérimental infra­
rouge 245
6.56. dl/dt6
6.57. Comparaison des structures de gâchette des thyristors lents et rapides 247
6.58. Chronogrammes simplifiés de la mesure du tq 250
6.59. Exemple de circuit limité par le tq des thyristors1
6.60. Variation du tq en fonction du circuit
6.61.n du tq enn de la structure4
6.62. Répartition des charges dans un thyristor durant l'ouverture
6.63. Evolution des profils de charges au cours dee
6.64. Points essentiels à mémoriser sur le tq7
6.65. Définition des fronts "avant" et "arrière" de dl/dt 259
6.66. Situation avec court-circuit en recouvrement tq 260
6.67. Représentation schématique de l'effet de réduction localisée de la durée de vie. 262
6.68. Effet schématique de VRM sur le tq3
6.69. Dilatation du début de la caractéristique 1д У АХ.5
6.70. Caractéristiques I (t ) V £(f ) et schéma explicatif d'application de l'effet A A
nettoyage 266
6.71. Tableau de résultat montrant l'influence des conditions expérimentales sur le tq 267
6.72. Paradoxe du courant de nettoyage. Différentes conditions de recombinaison
des charges stockées8
6.73. Variation du tq des thyristors9
6.74.n de la charge stockée en fonction du dl/dt, du courant direct, et de la
température de jonction 271
6.75. Conception d'un thyristor de tq très faible
6.76. Origine du courant parasite de dV/dt par le débordement de gâchette 272
6.77. Représentation de la zone critique de recul de trous 273
6.78. Schéma simplifié de la résistance RQK générée par le système de trous4 Table des figures 19
6.79. Structures de gâchette 277
6.80. Mode de réduction par la présence de VQ < 0 des risques de déclenchement
parasite dus aux dV/dt8
6.81. Condition de non-déclenchement absolu „ 279
6.82. Schéma équivalent illustrant le découplage capacitif de la zone de gâchette
sensible au dV/dt 280
6.83. Effet Miller découplage capacitif1
6.84. Schéma équivalent montrant la possibilité de l'effet de mémoire de dV/dt 282
6.85. Profils de distribution de charges pour des structures dopées or ou non4
6.86. Amplification de gâchette. Darlistor5
6.87. Structure d'un darlistor. Vue de dessus et coupe 28
6.88. Schéma équivalent électrique du darlistor, et élément de masque d'une
structure au droit du pilote8
6.89. Comparaison de différents types de thyristors9
6.90. Représentation d'un darlistor. Masque d'émetteur 29
6.91. Relevés infrarouge des courbes température-fréquence des différents éléments
d'un darlistor montrant l'avantage de la structure hybride1
6.92. Représentation des isothermes d'un darlistor sous différentes formes 292
6.93. Darlistor, dégradation progressive par dl/dt4
6.94. Profil de charges dans les thyristors conventionnels, et dans les thyristors
asymétriques de même V^ M 295
6.95. Graphique montrant l'amélioration des structures par asymétrisme en fonction
de la fréquence
6.96. Tableau comparatif des performances de thyristors conventionnels et
asymétriques6
6.97. Profil de concentration relevé par pointe, pour un thyristor asymétrique 297
6.98. Performances comparées entre deux thyristors symétriques et asymétriques au
niveau du compromis tq Vp8
6.99. Représentation simplifiée d'un thyristor dissymétrique 299
6.100. Thyristor à ouverture assistée par la gâchette. Chronogrammes 300
6.101. Tracé des tq fonction de Tp et VQ ^ 302
6.102. Principales relations de tendance entre paramètres et performances du thyristor 305
6.103. Profil de distribution de charges en cours de recouvrement avec V^K négatif....6
6.104. Répartition des courants avec injection par avalanche en cours de recouvrement. 307
6.105. Caractéristique complète gâchette-cathode avec ou sans RGK 308
6.106. Interaction des éléments de structure d'un thyristor9
6.107. Variations du tq avec la largeur de la zone v 310
6.108. Mesure du tq en fonction des contraintes du circuit1
6.109. Exemples de commutation3
6.110. Evolution de l'énergie pour une seule impulsion sinusoïdale en fonction de son
courant crête, et de sa durée6
6.111. Exemples typiques d'onduleurs HF à résonance pour thyristor 317
6.112. Evaluation des limites fréquentielles des thyristors sur un onduleur série 318
6.113. Approximation triangulaire de l'impulsion sinusoïdale à la fermeture 320
6.114. (IF/LGK) = f (F.VDRM) selon VDRM (IC^OK ) F [1 + (130.103/F)]-i3 20 Dispositifs de l'électronique de puissance
6.115. Exemple d'avant-projet de thyristor tenant compte des limites en tq, W et F
325
V R MD
6.116. Thyristor classique haute fréquence
6.117. Le TOG : un mariage à réussir entre un transistor à jonction bipolaire et un
thyristor conventionnel6
6.118. Visualisation de l'ouverture et de la fermeture des TOG au travers des
caractéristiques I VA X9 A
6.119. Variations qualitatives de l a et de GC O en fonction du courant I 330
A
6.120. I = f (le ) temps de conduction 10 us, V = 600 V, dV/dt = 400 V.u.s-'1 A D
6.121. Gain de courant à l'ouverture en fonction du courant d'anode2
6.122. Thyristor ouvrable par la gâchette 333
6.123. Thyristor ouvrable par la gâchette. General Electric en développante de cercle.
Marconi Electronic Device Limited. Télémécanique Electrique 335
6.124. Commutations des TOG6
6.125. Evolution du profil de charges au cours de l'ouverture par la gâchette7
6.126. Action (optimisée à la conception) des courts-circuits d'anode sur les lignes de
courant 338
6.127. Caractéristiques d'ouverture du TO G BTV58
6.128. Effet des doigts de cathode sur la polarisation interne transverse 341
6.129. Catalogue des principales configurations d'ouverture
6.130. Profils de distributions des charges montrant les différentes possibilités de
l'ouverture mixte 349
6.131. Diagrammes courant-tension du TRIAC avec formes d'onde V (t ) associées.... 351 A
6.132. Convention de repérage d'un TRIAC et comparaison avec le schéma
équivalent de deux thyristors tête-bêche 351
6.133. Charge très inductive et TRIAC2
6.134. Vues de dessus, de dessous et coupe d'un TRIAC3
6.135. Déclenchement du TRIAC. Mode + +4
6.136.t du. Mode + -5
6.137.t du TRIAC . Mode - -6
6.138. Structure équivalente pour analyse du mode — . Distribution des charges en
régime permanent 357
6.139. Déclenchement du TRIAC . Mode - +
6.140. Rappel des différentes possibilités de dl/dt et solutions de protection 359
6.141. Commutation d'un TRIA C sur charge inductive 360
6.142. Sollicitation de la structure et oscillogramme associé au cours de la contrainte
en(dV/dt)
c 361
6.143. Détail agrandi de la forme d'onde de tension au moment du (dV/dt)c 362
6.144. Schémas équivalents représentatifs de la commutation au moment de
l'apparition du (dV/dt)c3
6.145. Détails d'une commutation d'un TRIAC sur charge inductive 364
6.146. Formes d'ondes appliquées sur un TRIA C pour évaluation de ses performances
en (dV/dt)c6
6.147. (dV/dt)c = f(td)7
6.148. Alternistor symbolique à gauche et schéma équivalent approximatif à droite 368
6.149. Exemple concret d'un alternistor réel 36Table des figures 21
6.150. Exemple concret d'un alternistor réel 369
6.151.et d'unr réel 370
6.152. Darlistor asymétrique en conduction inverse. Coupe et schéma équivalent 371
6.153. Thyristor-diode à déclenchement par dV/dt2
6.154. Photo-thyristor très taute tension3
6.155. Photo-TRIAC. Coupe de principe d'une structure à plat4
6.156. Schéma équivalent à deux photo-thyristors tête-bêche5
6.157. Méthode de désensibilisation d'un photo-TRIAC autour du zéro de tension par
shunts RG K variables 37
6.158. Suppresseurs symétriques à effet thyristor.6
6.159. Schéma équivalent du dispositif de la figure 6.158 37
6.160. Protection de type PvP (DSAS BBC) par sandwiches de technologie thyristor
haute tension. Déclencheur de type DIAC, structure symétrique NPnPN 377
7.1. Coupes comparatives de structure à canal N. DMO S + "injection par le drain
+ +
N " devenu "anode P " = Transistor à Grille Bipolaire 380
7.2. Caractéristiques comparatives I(V), DMOS-TGB1
7.3. Principales différences DMOS-TGB 382
7.4. Diagramme de cheminement pour la réalisation d'un TG B3
7.5.a. Caractéristiques générales des transistors à grille bipolaires de puissance.
Structure. Technologie. Applications principales4
7.5.b. Points saillants des TGB5
7.6. Conséquences de l'aspect PNP du TG B
7.7. Montage mixte ayant la chute en direct passant du TG B et les pertes en
commutation du MO S 386
7.8. Répartition des charges et des courants dans un TG B en direct passant 388
7.9. Analogie très sommaire entre un TGB et un PNP dont la base est alimentée
par le collecteur 3 89
7.10. Schéma électrique 391
7.11.a pseudo-équivalent
7.12. Schémat statique complet 39
7.13. Coupe d'un TG B permettant de situer les éléments parasites2
7.14. Structures de cellules de TGB3
7.15. Codification des électrodes4
7.16. Contrôle de l'injection anode des TGB7
7.17. Comparaison DMO S TGB 399
7.18. Forme d'onde de court-circuit de deux TGB en parallèle 402
7.19. Tableau comparatif de la mise en parallèle de MOS ou de TGB à la fermeture... 40
7.20. De bonnes recettes pour un bon parallélisme
7.21. Transistor à jonction bipolaire de puissance PNP pseudo-saturé6
7.22. Mise en évidence du courant de base d'électrons d'un PNP issu de son
collecteur de type P "mélangé" à du type N très variable par le canal MOS 40
7.23. Transistor à jonction bipolaire de puissance PNP pseudo-saturé 410
7.24. Chronogrammes de principe de la commutation 41
7.25. Schéma équivalent dynamique d'un TG B
7.26. Comparaison DMO S TGB 42
7.27.n S TGB3 22 Dispositifs de l'électronique de puissance
7.28. Comparaison de tenue en dV/dt entre MO S et TG B 426
7.29. Circuit d'étude de la vitesse de fermeture d'un MOS et d'un TG B7
7.30. Récapitulation comparative des performances de commutation d'un MOS et
de deux TG B 428
7.31. Schématisation de l'ouverture avec sa traînée 430
7.32. Relation chute de tension en direct-traînée dans un TG B2
7.33. Traînée d'ouverture en fonction de la tension d'alimentation3
7.34. Schéma et résultats à l'ouverture des essais en fonction de la tension
d'alimentation du TG B STHI10N50 de STM4
7.35. Effet chasse-neige. Allure des charges et des courants5
7.36. Base flottante des PvP 44
7.37. TGB lent TG B rapide, ou V faible V fort 442 SA T SA T
7.38. Comparaison DMO S TGB
7.39. Tenue aux courts-circuits et conséquences8
7.40. Schéma de principe d'un essai de court-circuit
7.41. Essais des 450
7.42. Durée maximale de l'impulsion de court-circuit en fonction de la tension grille
à la fermeture2
7.43. Réseau de caractéristiques statiques I^x YA K3
7.44. Caractéristique idéalisée I s V pour un MOS ou au choix, sensiblement D D S
I V à fort niveau pour un TG B5 A K A K
7.45. Chronogrammes de courant et tension sur court-circuit 456
7.46. Basculement du champ électrique avec les densités de courant de court-circuit
de la zone v d'un TGB 457
7.47. Calcul des élévations de température de jonction en fonction de la durée
du court-circuit9
7.48. Variation de la mobilité volumique des électrons dans le silicium en fonction
de la température avec le dopage comme paramètre 460
7.49. Caractéristique V avec la température pour paramètre3 GK
7.50. Principe du MO S contrôlant un thyristor (MCT )5
7.51. Variantes des thyristors commandés par MO S6
7.52. Principe du SIT 468
7.53. SIT à grille enterrée
7.54. Réseau de caractéristique IDS VQ S 470
7.55. Coupe d'un SIT à grille enterrée2
7.56. SITh 473
7.57. Caractéristiques électriques d'un SITh5
7.58. Principe du BMFE T (transistor à effet de champ à jonction bipolaire et NO ) 477
8.1. Principe d'un dispositif de l'électronique de puissance 48
8.2. Résistivité et conduction 490
8.3. Du circuit... au silicium1
8.4. Spécificités des DEP6
8.5. Philosophie des structures principales des DEP. Incidence de la tenue en
tension souhaitée7
8.6. Principales caractéristiques des diodes et redresseurs 498
8.7.ss des transistors à jonction bipolaires 50Table des figures 23
8.8. Principales caractéristiques des thyristors conventionnels et des thyristors
ouvrables par la gâchette 503
8.9.ss des transistors à effet de champ 504
8.10. Silhouettes, propriétés structurelles, charges et courants des principaux DE P 507
8.11. Tableau comparatif des propriétés structurelles des principaux DE P8
8.12. Demi-pont 1000V-100 A x 2. Comparaison TJB-TGB 511
8.13. Comparaison TJB-TGB de 1000 V-100 A chacun2
8.14. La partie immergée du silicium 516
8.15. Qu'espérer d'un morceau de silicium ? 52
8.16. Caractéristiques de base des différents semiconducteurs4
8.17. Applications des formules d'optimisation aux différents semiconducteurs 52
8.18. Relation générale fréquence-densité de courant à tension donnée 528
8.19. Equivalences circuit d'un TG B 531
8.20.s phénoménologiques d'un TG B , 532 La légende des DEP
Conventions propres aux figures
Sans être pour autant inquisiteur on peut remarquer quelques différences entre les
figures 1-16, 1-18 et la figure 3 ci-après. La principale a trait à un nivellement des
allures générales des figures 1-16 et 1-18 et, pour la figure 3, à une tentative de
réalisme — au moins dans le sens vertical — quant aux proportions qu'il faudrait
normalement observer entre les épaisseurs des différentes couches, plus ou moins
dopées, de type N ou P.
Lorsqu'on veut représenter un DEP par un schéma, les symboles homologués par
les électroniciens suffisent. Ils sont d'ailleurs souvent disposés à côté des silhouettes
et dans le "même sens". La littérature habituelle adopte la représentation de la figure
1-16. Néanmoins il est indispensable de se rappeler qu'il s'agit d'une image
déformante, car contrairement aux apparences, ce ne sont pas les silhouettes des
figures 3 qui sont utilisées, mais bien celle de la figure 1-16. Il était pratiquement
impossible de faire autrement. Les écueils pour un graphisme "réaliste" sont
nombreux, liés aux technologies disponibles, aux rapidités, à la tenue en tension
etc., planar ou mesa (exemple : TO G ) tout diffusé ou épitaxiée, souvent selon les
tenues en tension (500 V ou 1 500 ici) ; il y a encore la symétrie ou l'asymétrie de
cette même tenue en tension. Ainsi TOG symétrique et TGB asymétrique proposés
en exemple... mais ce ne sont pas les seules dispositions possibles. Même en
dessinant les coupes des figures 3 les proportions exactes n'ont pas pu être
respectées : l'oxyde de grille des VMO S ou TGB est de l'ordre de 0,1 um. Avec une
échelle de 400, on ne récupère que 40 mm pour le dessin. A peine le polysilicium de
la grille se verrait-il (1 um -> 0,4 mm). I l faut donc bien se souvenir que les
silhouettes du type de la figure 1-16 sont une convention.
3
Un autre protocole est indispensable, celui liant les concentrations (en cm ) de
dopants et leurs représentations qualitatives par des lettres ou des hachures. Ainsi les
règles prises pour le dessin des différentes figures de l'ouvrage sont représentées dans
la figure 1. Nous avons utilisé quelques conventions supplémentairess
dans le schéma de la figure 2. La légende des DEP 25
12 14 14 16 16 18 2 0 DOPANT (atome cm -3 ) 5 10 à5 10 5 10 à5 10 5 10 à5 10 SlO^àSIO
N + N " N LETTRES type N V
HACHURES N
P* P + LETTRES type P n P
HACHURES P
Figure 1 : Codage des hachures et dénominations des différentes zones en fonction
des concentrations en dopants.
Qualitativement ; grosseur du trait, et / ou longueur d'un vecteur - image de la grandeur
V1 V 9
exemple ci-contre v > v
1 2
O Connexion
Contact métallique (# quelques um)
Silicium polycristallin (Grille # 1 um]
Silice (0,1 à 1
um)Silicium monocristallin (ici type V )
n# p
n et p simultanément
Figure 2 : Conventions diverses de représentation de zones et grandeurs dans les
dessins.
Figures 3 : Exemples de silhouettes de DEP verticalement proportionnées montrant
l'impossibilité pratique d'une telle représentation dans le reste de l'ouvrage.
—3-a : Diodes 500 et 1500 V.
—3-b : Transistors à jonction bipolaire 500 et 1500 V.
—3-c : Thyristor ouvrable par la gâchette 1500 V.
—3-d : Transistor à effet de champ VMOS 500 V, transistor à grille bipolaire 1500 V. 26 Dispositifs de l'électronique de puissance
A A
I A
K
PI N
1500V
K
DIODE TYPE PIN
(ICI PVN PLANAR)
500V
K
Figure : 3a
Épaisseur des couches (ordre de grandeur) Échelle : x400 La légende des DEP 27
E B ' E
+ + N N
E
B
TJB
1500V
c
TRANSISTOR JONCTION
BIPOLAIRE
(ICI NPN PLANAR)
500V
Figure : 3b
Épaisseur des couches (ordre de grandeur) Échelle : x400 28 Dispositifs de l'électronique de puissance
K
G
K
TO G
1500V (GTO)
sas de 500V
P
P+
A
THYRISTOR OUVRABLE
PAR LA GACHETTE
(ICI SYMÉTRIQUE EN
TENUE EN TENSION)
Figure : 3c
Épaisseur des couches (ordre de grandeur) Échelle : x400 La légende des DEP 29
G S
S
E K
G
o-I
G
P + C A ' N
и
VMO S
TG B (DMOS)
(IGBT)
pas de pas de
1500 V 500 V
= voir TGB m voir VMOS
1500V
+
P
500V
A C
TRANSISTO R A EFFET TRANSISTO R A GRILLE
ISOLÉE BIPOLAIRE DE CHAMP VERTICAL
(ICI A CANA L N ) DIFFUSÉ
MÉTALOXYDESILICIUM (ICI A CANAL N )
Figure : 3d Chapitre 5
Transistor à jonction bipolaire
5.1. Généralités
La quarantaine passée, le transistor n'est pas marqué par l'usure du temps. A sa
naissance il était à pointes, en germanium et réservé à la manipulation du signal.
Puis apparurent les transistors à jonctions, après l'exploit de William Shockley d'en
avoir prédit l'existence à partir d'un modèle avant de disposer d'une technologie de
réalisation convenable. Très vite le matériau semiconducteur s'est précisé ; le
silicium a marginalisé complètement le germanium.
Pendant de nombreuses années le mot transistor fut utilisé sans ambiguïté, au
moins par les électroniciens, puis, ia concurrence apparaissant, il devint parfois utile
de rappeler qu'il était pourvu de ses jonctions. Maintenant on s'avise de reconnaître
sa nature bipolaire, au point qu'on dit de lui "le", ou "un bipolaire". L e titre de ce
chapitre adopte une ligne un peu académique mais juste. Dans certaines publications,
et nous ne faisons que les suivre, on adopte l'abréviation TJB pour le différencier du
transistor à grille bipolaire ou TG B (IGBT).
Les deux électrodes de la diode permettent déjà de nombreuses spéculations ; le
transistor bipolaire également. Fort heureusement un transistor bipolaire comportant
(au moins) deux jonctions, il est réconfortant de penser qu'une très grande partie de
l'effort précédent sera réutilisable...comme tremplin. Plus précisément, après une
présentation générale du dispositif, suivie du triptyque tension, courant, rapidité, il
sera nécessaire de proposer un chapitre d'interaction de tous ces points. La
conséquence la plus importante en est probablement l'examen des aires de sécurité
(directes ou inverses quand on les réfère au sens du courant de base alors appliqué).
Au total six sous-chapitres seront consacrés au transistor bipolaire :
- généralités,
- tenue en tension statique,
- tenue en courant permanent,
- transitoires,
- interactions tension-courant,
- Darlington. 32 Dispositifs de l'électronique de puissance
L e tableau de la figure 5-1 réunit sous trois rubriques (structure, technologie,
applications principales) quelques-uns des points significatifs de la "famille
transistor". On y retrouve un peu les mêmes thèmes que ceux vus pour les
redresseurs au chapitre 3 du volume 1.
TRANSISTOR BIPOLAIRE DE PUISSANCE
STRUCTURES
BASE HOMOGENE-GRADUELLE-COLLECTEUR vN+
PNP-NPN-DARLINGTON
TECHNOLOGIES
MATERIAU
Homogène, épitaxié, double et triple diffusé
TENSION
Planar, mésa, sillonnage, verre, nitrure de silicium
hydrogéné, élastomères
COURANT
Ramification, deux nappes conductrices
RAPIDITE
Durée de vie élevée, circuit d'antisaturation, de
commande...
BOITIER
Fil, vis, cosses, pressé, radiateur une face ou deux, isolé
ou non, étanche,
plastique, modules...
APPLICATIONS PRINCIPALES
MISE EN PARALLELE-SERIE-SURCHARGES
COMMUTATION-DECOUPAGE-ALrMENTATION
MOTEUR-ONDULEUR-CONVERTISSEUR
Figure 5-1 : Caractéristiques générales des transistors bipolaires de puissance.
Structure. Technologie. Applications principales.
On remarque la présence, assez générale, d'un collecteur "composite", addition
d'une couche haute résistivité destinée à la tenue en tension, et d'une couche basse
résistivité, dont le rôle est plus modeste, mais qu'il lui faudra remplir correctement
(transmission du courant, ohmicité des contacts, tenue mécanique de la tranche
notamment). Autre sujet d'intérêt : la rapidité, et du même coup apparaît une sorte
de contradiction avec la présence d'une durée de vie élevée. C'est en effet une
différence importante avec les redresseurs, où la réduction de celle-ci est la règle
habituelle pour accéder à une vitesse de commutation convenable. Pour un transistor
le circuit de commande peut, pour une structure donnée, "faire la pluie et le beau
temps". Transistor à jonction bipolaire 33
Dans le tableau de la figure 5-2 sont reportées d'une autre manière les variantes
déjà annoncées dans la planche précédente. Ces structures sont bien souvent
associées à des composants ayant marqué des générations de "circuiteurs" par les
avantages remarquables apportés, et les progrès qu'ils ont permis. Parmi les records
de longévité on notera le 2N3055, de technologie initiale base homogène, ainsi que
le BUX48 excellent représentant des triples diffusés performants.
Un certain flou peut régner dans les dénominations, de nombreuses
combinaisons n'étant pas citées pour limiter l'encombrement. On peut cependant
retenir une grande tendance :
"toute structure comportant une base partiellement ou totalement homogène est
pratiquement assurée d'une tenue en tension par une technique mésa".
Vu ainsi, il ressort que seuls les triples diffusés et leurs voisins de tableau, plus
ou moins heureusement baptisés épi-multi-émetteurs, peuvent être totalement
planar. Rien ne les empêche cependant d'être mésa. Cette nuance, de taille, provient
de la tenue en tension collecteur base, dont la jonction peut, ou non, émerger en
surface. Notons aussi que toutes les jonctions émetteur-base sont usuellement
planar, pratiquement sans exception sauf pour quelques transistors de puissance à
base creusée (et encore ce n'est pas toujours le cas).
La figure 5-3 détaille de manière plus précise les deux structures majeures.
+ +
Quand on intercale la version épitaxiée N PvNN on comprend bien la continuité
les réunissant ; en définitive, il s'agit pratiquement de la même configuration.
L'ordre de présentation, tel que proposé sur la figure, est logique vis-à-vis de la
progression des profils de concentration. Chronologiquement il en est tout autre. En
premier apparut le triple diffusé, puis l'épitaxie abrupte et enfin l'épitaxie avec
couche tampon. Ainsi pouvait-on escompter obtenir les aires de sécurité des triples
diffusés et la solidité mécanique des épitaxiés simples. Ce raisonnement est valable
jusqu'à 1000 V environ. Au-delà le triple diffusé reste encore une alternative
relativement prisée.
Dans la mesure du possible les notations sont autoparlantes, en ce sens qu'elles
identifient à l'aide des indices les différentes zones, leur fonction et parfois leur
nature. W est souvent l'indicateur privilégié de dimension (abréviation de widlh).
Pour clore ces généralités, il est opportun de parler de l'effet transistor, au
moins qualitativement, comme l'expose la figure 5-4. En manière de boutade il est
dit que ce phénomène pouvait s'interpréter comme une façon de modifier les
conditions aux limites. On le ressentira concrètement en tentant, vainement, de
réaliser un transistor avec deux diodes physiquement séparées. Il y a tous les
ingrédients pour que l'apparence d'un NP N soit présent dans les deux diodes en
opposition représentées au milieu de la figure. Pourtant on ne risque pas, avec les
polarités appliquées convenablement, de trouver autre chose que : Ig = I B et l e = 0
c'est-à-dire que le gain en courant P = IC/I B = 0.
La figure du haut expose un peu moins brutalement la même chose avec une
+ +succession de couches N PN dont, point essentiel, la zone centrale est d'épaisseur 34 Dispositifs de l'électronique de puissance
MONO DIFFUSION T - Émetteur et Collecteur diffusés, identiques, sur tranche
homogène.
- Base homogène de résistivité moyenne (tenue en
Ti tension).
С N+ - Épaisseur de base importante (25 pm) (f , p, Tension). T
- Jonction BC proche du dissipateur (Aire de sécurité).
A - Très bonne aire de sécurité
- Technologie économique.
I - Commutations lentes et ij faible (1 MHz).
- Limité en tension (# 200 V).
- Gain p (l ) peu linéaire chutant vite à fort niveau. cE В С
HOMO BASE
T - Émetteur et Collecteur diffusés mais différents.
¡N+
- Base homogène (HOMO BASE) de résistivité moyenne.
- Épaisseur de base relativement importante (soustraction
N+ _ C imprécise de deux grandes quantités : N£ et épaisseur
de tranche).
- Émetteur Base planar. Collecteur Base mésa.
A - Les mêmes que ceux du transistor monodiffusion.
- Courant de fuite et injection émetteur meilleurs.
I - Les mêmes que ceux du transistor.
- Technologie un peu plus onéreuse encore.
В С E
ÉPI BASE
T - Émetteur diffusé dans la couche homogène épitaxiée
(planar). ,IN +
- Base homogène issue de la couche homogène épitaxiée
+ (#15pm).
N
- Jonction Collecteur Base abrupte (épi) et mésa obligé.
- Collecteur très dopé et uniformément (substrat d'épi).
A - Bonne aire de sécurité (mais ± liée à la base assez dopée).
- Rsat plus faible que celle des collecteurs diffusés.
- Gain p (le) linéaire.
- Possibilités de paires complémentaires réelles NPN / PNP.
I -fmoyen(6à10MHz). TE В С
- Limité en tension (# 400 V) et CB mésa.
Figure 5-2 : Tableau comparatif des principales technologies utilisées dans la
fabrication des transistors de puissance. Les lettres n, v désignent les zones de
tenue en tension. Le point souligne les modèles principaux, T la technologie, A les
avantages, I les Inconvénients. Transistor à jonction bipolaire 35
T - Émetteur, Base et partie Ntj du Collecteur : diffusés
' TRIPLE DIFFUSÉ - Base étroite possible. Partie V dur homo­c
gène de haute résistivité. PlîH
- Jonction EB planar. Jonction Collecteur/Base mésa ou
planar. + N Substrat
A - Commutations rapides et ij élevé (> 10 MHz) (Base
fine).
- Tenue en tension élevée (1500 V) .
I - Aire de sécurité moyenne (jonction N£ V c + dopage Vc
faible).
- Technologie pour haute tension seulement (> 800 V en
VCBO)- '
- Coût lié à la diffusion collecteur.
T - Émetteur et Base diffusés dans la couche épitaxiée v .
c
• ÉPI + CELLULAIRE +
- Collecteur N V « substrat d'épitaxie N+ + couche
+ + + N N N épitaxiée V.
LUpUJ L U B - Jonction EB planar. Jonction CB mésa ou planar.
- Cellulaire : périmètre émetteur base très grand + éven­V C
tuel ballastage par résistance série E intégrée
N Substrat +
(applicables aussi à un triple diffusé cellulaire).
A - Commutations rapides et f élevé (> 10 MHz) (Base fine. T
- Combinaison base diffusée, collecteur V homogène
- Basse tension rapide.
- Aire de sécurité et tenue en courant de qualité (cellules).
I - Technologie pour moyenne et basse tension seulement
(< 1000 V)
- Coût lié à l'épitaxie.
MULTI ÉPITAXIÉ
N+ - Émetteur diffusé dans la partie diffusée de la base.
- Base diffusée plus homogène (partie épitaxiée).
- Collecteur Vc N£ comme pour le transistor épi
précédent (y compris la couche tampon).
+ N Substrat - Jonction EB planar. Jonction CB obligatoirement mésa.
- Meilleur compromis tenue en tension / tenue en courant.
- Aire de sécurité plus importante.
- Technologie pour moyenne et basse tension.
- Rapidité plus faible si base (± homogène) plus large.
- Mésa CB impératif ie. pas de planar jonction CB.
- Épitaxie compliquée. Onéreux.
E B C 36 Dispositifs de l'électronique de puissance
Épaisseur tranche # 250
Épaisseur tranche # 500
Figure 5-3-a : Structures N+PMM+. Profils de concentration des dopants. La partie
+
haute représente un triple diffusé, l'autre un épi-diffusé. Les régions N des
collecteurs sont totalement différentes. La première est diffusée sur une zone n, la
seconde sert de substrat d'épitaxie. Ordres de grandeurs des épaisseurs des zones
principales : 3 < W E < 10 u.m, 3 < W < 10 pm, 3 < W < 100 um. B C VTransistor à jonction bipolaire 37
Épaisseur tranche # 500
+ + +
Figure 5-3-b : Structures N P vN . Profils de concentration des dopants.
Epidiffusé doté d'une couche tampon.
très supérieure à la longueur de diffusion des électrons L„ . Ainsi se ramène-t-on au
schéma des deux diodes en opposition, avec anode commune ; celle-ci ne rajoute au
milieu de la base qu'une zone à recombinaison infinie, par l'intermédiaire des
contacts métalliques.
Les électrons injectés à gauche par l'émetteur ayant eu, par hypothèse, le temps
de se recombiner avant d'atteindre la jonction de droite, il ne peut plus rien passer
d'autre que le courant de fuite de cette dernière. Par contre, au fur et à mesure que
cette jonction de droite se rapproche de la jonction de gauche, elle capte les charges
électroniques négatives encore présentes, c'est-à-dire non recombinées. Un courant
est alors "collecté" en provenance de "l'émetteur". Il est simple de comprendre que
lorsque la distance interjonction devient très inférieure à la longueur de diffusion des
porteurs minoritaires Ln, tout électron injecté par la gauche transitera pratiquement
sans risque de recombinaison vers la droite. D'où un gain en courant P très élevé et
un courant de "base" IR pratiquement nul.
Qu'advient-il des trous, charges "positives", représentés par "p" ? Ils sont
essentiels. Quand on parle du courant de base, ils compensent la petite perte
d'électrons en train de "sauter" d'une zone à une zone N , quand bien même cet
c
exercice dangereux serait énormément facilité par le rapprochement des deux régions.
L'émetteur laisse également passer une composante, faible mais finie, de courant de
trous, fourni aussi par IR. Il ne faut surtout pas oublier leur second rôle : assurer 38 Dispositifs de l'électronique de puissance
3
C (at.cm )
® ® ®
"onl
Pop
"op
Por Pon
l #l l E B
+ (o,8v;
© ®
IF#I C
• le
•Flux n
n
o f
l # 0 B
Figur e 5-4 : Effet transistor obtenu à partir d'une modification des condition s au x
limites.
une neutralité de rigueur dans la base en compensant la charge négative des électrons.
À des fins de représentation graphique, nous avons exagéré la distribution de trous
hors équilibre thermique, pendants exacts de leurs collègues électroniques.
L e courant de diffusion de trous ainsi engendré ne peut pas être capté par le Transistor à jonction bipolaire 39
potentiel positif du collecteur, à l'inverse des électrons. Un léger décalage Ap par
rapport à An réalisera juste le champ électrique ad hoc pour maintenir la poussée
"trouïque". Cette manière imagée de traiter le champ électrique montre que l'on peut,
lorsque son effet est de faible importance, tenir compte du phénomène sans
compliquer inutilement les calculs. A bas niveau, ce champ n'agira que de façon
négligeable sur les électrons (cas de la figure 5-4). A fort niveau il l'accentuera, en le
doublant à la limite, lorsque p deviendra très inférieur à n(x). op +
Quand le circuit impose une modification de IR, les aires hachurées représentant
les concentrations de trous "p" augmentent, celles d'électrons suivent, par neutralité
interposée, et ainsi, le croît également comme la pente du triangle schématisant la
concentration des électrons.
5.2. Tenue en tension statique
Tout le chapitre homologue concernant les redresseurs est intégralement
applicable au transistor ; il n'est malheureusement pas suffisant. Parmi les
compléments à entrevoir il semble facile à imaginer qu'il y aura des différences
sensibles entre les tenues en tension, pour les nombreuses catégories de polarisation
relatives possibles des diverses électrodes. Les plus fréquentes sont représentées sur
la figure 5-5, pour un transistor NPN. De gauche à droite et de haut en bas les
VcEX VcER VCES
VCBO
(VßE = X valant quelques
volts seulement)
VcEO
VcEX ^ V BO > VcES > VcER > VEO C C
Figure 5-5-a : Tenue en tension statique des transistors. Diverses configurations
de la commande de base. 40 Dispositifs de l'électronique de puissance
4 le (A)
VcBO
VcES VcEC
VCER
VcEX
Nota : V # V VCE (V), VCB (V ) CBO CE X
Figure 5-5-b : Tenu e en tension statique des transistors. Evolution de la
u r e s
caractéristique le -E P° ' configurations de la commande de base de la figure
5-5-a.
tensions supportées décroissent approximativement avec, dans tous les cas, un
minimum de tenue en tension pour
VCEOL e système de notations devrait être transparent : on écrit en indice d'abord les
deux électrodes du transistor connectées au générateur principal de tension, puis la
situation de la troisième, O pour ouvert et S pour shunt notamment. On remarque
les valeurs d'avalanche par l'adjonction d'un B (basculement que les Anglo-Saxons
ont traduit par breakdown). Exemples : BVCEO» BVCBO—
Les notices préfèrent donner des valeurs garanties de fonctionnement en VCEO et
VCBO plutôt que de parler de tensions de claquage (nécessairement supérieures). Une
certaine confusion peut régner d'autant que les valeurs maximales utilisées résultent
parfois d'approximations. Les significations des indices seront précisées chaque fois
qu'ils présenteront une difficulté d'interprétation.
Il ne faudra pas oublier, si l'on souhaite être complet, quelques problèmes
importants posés par les remarques suivantes : Transistor à jonction bipolaire 41
- la tension de claquage E B (émetteur-base) ne doit pas être sous-estimée,
- il existe une possibilité de perçage éventuel dans la base,
- à égalité de BV B O on devra expliquer BVCEO NP N < BVCEO PNP, C
- l'optimisation de la zone v du collecteur est différente selon les critères
d'utilisation et selon le taux de modulation de la zone v .
5.2.1 . Comparaison VCBO-^CEO
En tant que grandeurs les plus courantes de la tenue en tension statique, on ne
peut éviter de leur consacrer quelques lignes. Les transistors répondant à la structure
triple diffusée bloquent l'essentiel de la tension dans la région de type v du
collecteur. Il semble donc indispensable de se préoccuper de la façon dont elle est
calculée.
La figure 5-6 propose les distributions des impuretés et celles du champ
électrique interne en régime de blocage. Un relevé qualitatif de l e (V c E)> pour des
valeurs différentes du courant de base, détaille et souligne quelques particularités des
phénomènes mis en jeu. La distribution du champ électrique est tracée pour une
at.cm
Courant l (A) c
VCE O sus
i
Zone de
résistance <C
»-w /wv M
V VCEO CB O
Figure 5-6 : Allures générales des concentrations d'impuretés. Répartition du
E
champ sous tension pour les modes BVCEO * BVCBO- Caractéristiques
couranttension typiques. Les deux distributions (*) de E (x), rendent compte de BVCBO
supérieur à BVCEO- Elles ont une même pente, fixée par la résistivité de
VcChamp électrique
Concentration 42 Dispositifs de l'électronique de puissance
même valeur de la résisti\àté de la zone intrinsèque de collecteur (le champ électrique
à la même pente). W M est la dimension maximale d'extension de la zone déserte. Le
rapport a représente l'effet de troncature.
5.2.1.1. Analyse de VCBO
Côté étude du VCB O le problème est raisonnablement clair. Il se décrit comme
celui d'une diode PvN avec sa cohorte de formules regroupées dans le tableau de la
figure 3-7. Pour minimiser les effets de chute de tension, on sera la plupart du temps
amené à réduire la résistance série du collecteur Ry, bien qu'elle soit, au moins en
partie, modulée lorsque le transistor fonctionne en mode direct passant. On aura ainsi
généralement une troncature de 25 % de la zone déserte imaginée non limitée, et les
formules à appliquer seront celles dites "à l'optimum". Celui-ci est déterminé pour
une tenue en tension maximale compatible avec une résistance série minimale. Ces
formules sont rappelées ci-dessous pour les plus importantes.
Nvopt=l,4 7 1018 BV ^ o
Rvopt = 6,94 10-9 BV^^o
Wvopt = 2,32 10-6 BVJ.'^
le tout pour un coefficient a de 0,75. Avec Wy comme variable on obtiendrait :
—8/7
Nvop, = 5.33 1011 w;
Rvopt = 8,27 103 ^
BVcBOop, = 6J 7 104 wj''
Sans s'étendre davantage, on signale néanmoins que l'optimisation précédente
n'est pas la seule envisageable. En récapitulant on peut citer, pour un BVCB O donné,
d'autres propositions de buts à atteindre :
- résistance série totalement non modulée minimale (a = 0,75),
cas ci-dessus
- tenue en courant maximale dans la zone déserte (a = 1 ),
- zone V totalement modulée,
- tension maximale d'une Wy donnée (a = 0,25),
- couche Wy minimale pour une tension B V donnée (a = 0,25),
- optimisation simultanée tension-couranta = 0,75),
- zone V partiellement modulée avec prise en compte de deux zones très
différentes. Transistor à jonction bipolaire 43
Les concepteurs de dispositifs éventuellement intéressés en trouveront un
n
résumé dans le tableau de la figure 5-7. Cependant la simplicité du VCB O 'est peut
être qu'apparente.
5.2.1.2. Analyse de VCEO
L'étude du VCE O est d'une difficulté considérable, essentiellement parce que la
base est à un potentiel flottant indéterminé. Compte tenu des effets de polarisation
sur les jonctions, cela peut conduire à des situations pour le moins délicates. Déjà
les définitions du comportement d'un transistor base ouverte, sous l'effet d'une
tension collecteur-émetteur, sont au minimum de deux ordres :
- VCEO proprement dit, à bas niveau ou LVCEO.
- VCEO à plus fort niveau ou V EOSUS-C
Ceci résulte d'un effet de résistance négative, manifesté sur la caractéristique
I = f (V ) à I B = 0 comme esquissé sur la figure 5-6. c
On aura le loisir de revenir sur ces "notions" dans la partie thyristor. Un
premier raccourci suffira ici, traitant le transistor de manière simplifiée, avec
dissociation des effets. Trois mécanismes vont intervenir :
- injection par ionisation multiplicative du collecteur de trous dans la base
(courant de fuite d'une diode "sortie" de la structure transistor), caractérisée par un
coefficient de multiplication M ;
- amplification de ce courant de pré-avalanche par le gain du transistor ; le
courant de fuite normal de la jonction collecteur base polarisée en sens inverse, Ic o
se trouve d'abord multiplié par M avant de servir de courant de base (cf. figure 5-8) ;
- il en est de même pour la partie Ig réussissant à passer dans le
collecteur ; les électrons se multiplieront à leur tour.
Alors, en posant : IE = le . puisque la base est ouverte, IB d'origine interne et
a le gain en courant en base commune, défini par a = Icint/lE- et en étant peu
regardant, car cette définition est donnée pour une jonction collecteur base en
courtcircuit, il est possible d'écrire : Icint = M a IE, iBint = M Ico . IE = I =
Icint + IBint. soit :
I = M a I + M Ico . et l'on obtient : I = M I o/( l - M a ) C
Bien que ce ne soit pas exact, on admettra parvenir au point de retournement
quand M a = 1 (on verra plus loin, lors de l'étude des thyristors, que cela arrive en
réalité avant que M a n'atteigne la valeur 1). 44 Dispositifs de l'électronique de puissance
DOMAINE ALLURE DE E(x)
VARIABLE FORMULES
a
OPTIMISEE PRINCIPALES
(Wy/W )
M
4/3
18
N = l,6 10 BVCBO
v
Zone de fonctionnement
BVCBO-V
M
J
linéaire 1
9
Max
R = 7,87 10- BVc^o
s
, 7/6
6
W =2,86 10- BVCBO
V
5
E = 6,98 10 BV"¿^>
M
18
N = 1,47 10 BV^
v
(correspond à la
BVCBO -V
V
jonction P , Vcoll«teur
B se
R = 6,94 10-9 BV^o
s
0,75
^min
bloquée)
E /4
M
6
WV = 2,32 10- BVCTO
, 6,25% de V
M
5
E = 6,9 10 BV"£o
M c
18
N = 0,53 10 BV^o
v
BVCBO =V
V
9
R = 15,5 lu BV^o
s
w 3/4 EM
0,25
" vmin
.56,25% de V
M
W V= 1,88 10^ BVCB'Q
5
EM = 6,08 10 BVCBO
,Wv =W /4 W
M M Transistor à jonction bipolaire 45
D
-8/7
1 1N = 1,52 IO W;, ' V 1 -M/E -3/4Evl M Zone de Couche
и pseudo­ 41 V i = 8,1 10 Wv vmin : i/3 V
saturation W modulé> modulée v l
4 BVCB O "Vyi +Vv2 0,25 E = 6,95 io w; ; V 1
W(a=0,75)/3
V VCouche J\lâ X v 2 = CB O ~ V 1 V
2 non
modulée W = 1,5 VvE'v, v2 (1) Conception à W V M „ donne a=0,25 vmin V
(c'est-à- 2/3
(2)n à RminV Mi x donne a=2/3 Vdire N = 2.92 E VvV 2 v l 2
jonction W i modulé<
v Voir ci-dessus le cas à une seule couche pour a = 0,75. La couche modulée est
p 0,75 B« e W(ct=0,75)/3 cependant trop mince pour tirer avantage des deux zones
EST W modulé> v v l L'épaisseur de la couche modulable (conditions de l e In plus une technologie jouant sur YE> 1C—)Collecteur
passante) W(a=0.75)/3 supérieure à celle nécessaire pour tenir BV^B O dans le cas où a = 0,75. On a ainsi une marge utilisable,
au choix, pour augmenter V , diminuer R$, augmenter Jmi». diminuer W . V V
Figure 5-7 : Conception de couches v pour des valeurs BVCBO données.
A - En zone déserte on admet que = N qv . Ceci donne N . Par rapport à la solution a » 0,75, on aura une v d vMax
augmentation de 9 % de J^ , et de 13% de la résistance série .
B - R à BV O donné revient aussi à optimiser J et V à W donné. Par rapport à la solution a - 1, on aura une diminution de
CBmi n v
13 % de la résistance série et de 9 % de J . Max
C - VYMAX à W donné conduit aussi à a = 0,25 mais avec des rapports différents. Par rapport à la solution 0,75 il y a diminution
v
de W (x 0,8) et de J^ , et N (x 0,36) ainsi qu'une augmentation de R (x 2,23). v v s
D - La condition J^a,, en zone de pseudosaturation revient à car il n'y a pas d'électrons chauds a priori ; J^u, •
AVSAT^S- W , W * W du cas de référence a = 0,75. A fortiori W , W # de W du cas a = 0,75.
M1 M 2 M vl v 2 v
- W représente la zone modulée ; c'est une donnée. v l
l 46 Dispositifs de l'électronique de puissance
t'Bext - 0
Figure 5-8 : Schéma du transistor base ouverte, donnant les différents éléments
du calcul de
VCEO5.2.1.3. Relations de Miller
5.2.1.3.1. Liaisons V EO > VCBO C
Pour donner des éléments de réponse on utilisera les relations de Miller
usuelles. On suppose connue la variation du coefficient de multiplication avec la
tension selon la relation semi-expérimentale :
1 M(V ) = [(1 -(V/VB)"]
Dans cette expression, V est la tension appliquée, V B la tension de claquage de la
jonction principale seule (sans intervention du gain notamment), n le coefficient de
Miller, [n = 4 pour une zone déserte se développant dans une zone v , n = 2 pour
une zone n, ce qui revient à dire que Mp est inférieur à M N (il existe aussi une valeur
controversée de 7 pour une zone déserte de type N)], M (V ) le coefficient de
multiplication (pour V = V , M = °o comme de juste). D'où successivement, en B
utilisant pour a une approximation commune lorsque P = hpg est grand :
N
a = 1 - l/h = 1/M = 1 - (V/V )FE B
n VCE O = VCB O hp"E
En réalité on devrait avoir :
a = h /( l + hpn), [cf. hp = a/( l - a)], soit : 1 - a = 1 /( 1 + h ) , FE E FE
1/ N V o = V Bo( l + h E)-CE C F
La différence entre les deux résultats n'est significative que pour des hpg faibles. Transistor à jonction bipolaire 47
La seconde formule permet un passage facile à la limite lorsque hpE tend vers 0 pour
V
retrouver fort heureusement alors VCEO = CBO - Lorsqu'elle est applicable, la
première est évidemment plus simple.
5.2.1.3.2. Comportement général en VCE O
A partir de cette étape préliminaire, il faudrait s'astreindre à un travail
considérable et délicat, hors de proportion avec le cadre actuel, pour formuler de
façon convenable le comportement de VCEO- Les quelques éléments de réflexion que
l'on peut prendre pour approfondir l'étude au travers d'une littérature très fournie
seraient entre autres :
e t
- optimisation en VCE O comportement résultant en VCBO,
-n en VCB O ettt en VCEO,
V- relations V E O CBO-C
C'est une fois de plus le moment de proposer un "faux" exploitable plutôt qu'un
"juste" non manipulable. On se cantonnera donc à la relation désormais
traditionnelle :
VCE O = VCB O "FE "
en l'assortissant de quelques compléments d'hypothèses :
- formules de claquage de la diode inchangées par troncature (déjà utilisées et
démontrées valides précédemment), la région utile étant de l'ordre de 0,1 à 0,15 de
celle de l'extension totale non limitée,
- relation M (V ) inchangée par troncature.
Comme : V M = WMEM / 2 et E = W M q N /e , l'indice "M" dans ces M v
relations signifiant "maximum", pour une extension non limitée de la zone de
charge d'espace, et ce au moment du claquage type diode, on aura :
2 1 2 V = e E /(2qN ) ou E = [(2q N /e ) VM] 'M M v M v
D'une façon plus générale avant le claquage type diode (valeur maximale de ce
que l'on peut espérer du silicium de concentration N ) , pour une tension quelconque v
V , le champ maximum EM(V ) (cf. figure 5-9) est donné par :
1/ 2 1 2
E (V ) = (2q N /e) V 'M v
Si l'on transporte ceci dans les relations de VCEO-VCB O on obtient, en appelant
selo n e s
E (CEO) le champ maximum pour V EO ' VM(CEO), ou V , BV o lM MC B CE
notices comme déjà dit : 48 Dispositifs de l'électronique de puissance
VM •= claquage
EM (V )
Wz D W H
Figure 5-9-a : Allure du champ électrique en fonction de la distance. Cas d'une
base non tronquée. V = BV BO - E = E (CBO). W = W (CBO) M C m M M M
2 n EM(CEO ) = E hp^M
Cette procédure permet de garder le formalisme d'une jonction en claquage
ordinaire en changeant seulement la valeur du champ critique. Ainsi, au lieu de :
l-P/ 2 r2E = (2C q/e)" N
M v
on aura :
(1_P)/2 E (CEO ) = [2C q/( e hi'")]"! N,M 'FE
l nTout se passe comme si la constante C était devenue ChpJ . On l'observe de
façon encore plus simple à partir des relations déjà vues lors de l'étude des diodes
comme :
P 1V = C N et donc : BV = C h; / " N * M CE O FE "v
En conclusion on passe des formules récapitulées au paragraphe 3-2-6,
correspondant à une situation sans gain à une autre avec gain, en remplaçant C par :
l/n nC( l + h )- ouCh !/ . FE F
5.2.1.3.3. Optimisation en VCEO
Rappelons que l'indice "opt" désigne partout une situation à R (CEO) t , c'est-v op
à-dire une minimisation de la résistance de la zone v pour une tension BVCEO Transistor à jonction bipolaire 49
donnée. Cette dernière correspond donc à la troncature faite. Les valeurs affichant M
en indice sont pour une extension hypothétique non limitée sur matériau de
caractéristique N (CEO) t (jusqu'à concurrence du champ maximum de claquage en v op
collecteur émetteur, base ouverte, EM(CEO ) , troncature faite ou non puisque les
deux valeurs sont les mêmes).
Les formules obtenues sont alors, pour une optimisation en VCEO (en prenant
n = 4 ) :
1 8 1 3 7 3
N (CEO) = 1,47 10 h FÈ BV^V OP T
6E (CEO) = 6,91 lO^p-p/ BV^M OP T
2R (CEO) = 6,94 10-9 J/2 BV ^ V OP T N
V (CEO ) =l ,0 7 BVCEO
M opt
6 6W (CEO) = 2,32.10- h BV ^ V OP T FE
6 6W (CEO) = 3,09 10- h^ BV ^ M OP T
E (CEO) = 0,25 E (CEO)V OP T M OP T
a(CEO) t = 0,75 [à appliquer à W (CEO ) et non à W (CBO) ] op V V
Les indices "M " ci-dessus se réfèrent à une situation de zone déserte non
tronquée, avec pour champ maximum le même que celui que l'on aurait en
appliquant BVCEO représenté par "(CEO)". De même que pour la diode, on ne
rencontre jamais VM(CEO) et WM(CEO ) , contrairement à EM(CEO ) . L'indice
op t op1
"opt" se réfère aux valeurs obtenues avec a = 0,75.
Dans ces conditions, le groupe d'équations que l'on vient d'écrire est la
transformée en relations d'optimisation pour VCEO. à partir des expressions du
J / n
paragraphe 3-2-6 par rajout de (CEO). En outre C devient C hpE ~ .
Ainsi a t = 0,75 s'applique à WM(CEO ) obtenu pour EM(CEO ) et donne op
W (CEO) = 0,75 W (CEO) . v op t M opt
REMARQUE. - Si l'on prend comme critère de la tenue en courant la valeur de la
résistance R (CEO), on voit qu'à tension égale, l'intervention du gain se solde par v
2un facteur multiplicatif égal à hj/p . C'est évidemment une estimation pessimiste
puisqu'on suppose avoir un hpE sans bénéficier de la moindre modulation, comme si
l'on était dans une structure MOS.
En se ramenant à une meilleure vision du commutateur bipolaire, il est plus
6 50 Dispositifs de l'électronique de puissance
E (CEOJop, vE (CEO)M op t
Ev2
W 2 -3/4 W
V M
• X
Wv(CEO) =3/4W (CEO)
opt M op t
W (CEO)M op t
Figure 5-9-b : Allure du champ électrique en fonction de la distance. Cas d'une
troncature appliquée à VQEO illustrant les diverses grandeurs utilisées. Passage de
BVCB O à BV . Les indications E , E , W correspondent à BV optimisé. ceo M v2 v 2 CB O
raisonnable d'associer tenue en courant et W~ . La modulation intervient alors
implicitement puisque la résistivité a disparu par rapport à R . Dans cette hypothèse v
1/ 6 1
I varie comme h^ puisque W (CEO ) est proportionnel à h ^ . On aura par c v
exemple, si h = 64, une tenue en courant divisée par 2 selon : E E
•c-h- ' " F E
L'équivalence, dans une telle perspective, est une tenue en courant divisée
également par 2, si W est multiplié par 2.
v
5.2.1.4. Comparaison des deux optimisations
"Optimisation", dans le langage de ce paragraphe est synonyme de tension
E T Vmaximale pour résistance série minimale. La différence entre les cas VCB O CE O
revient à des champs de claquage différents comme le montre la relation clé :
1 2E (CEO ) = E (CBO ) h; / "
M M
E (CEO)/E (CBO ) = W (CEO)/W (CBO ) M M M M
10 0,75
Pourn = 4, h = 30 E(CEO)/E(CBO) = 0,6FE M M
100 0,56 Transistor à jonction bipolaire 51
On peut aussi bien comparer les tensions de claquage sans limitation de charge
d'espace, pratique universelle de la littérature, conduisant à la relation standard :
1
BVCE O = BVCB O hp /"
10 0,56
Pourn = 4 , h = 30 BVO/BVCBO= 0,43 FE CE
100 0,32
2 n Avec limitation de charge d'espace, seul E (CEO) = EM(CBO ) h^
M
présente une utilité et une validité complètes.
La principale remarque quasi évidente est que l'on ne peut optimiser les deux
situations simultanément. Si on l'est pour BVCEO . on ne le sera plus, bien entendu,
pour BVCB O ; si a = 0,75 dans les deux cas il faut se rappeler :
op t
-a(CBO) =(W /W )(CBO) , op t v M opt
-a(CEO) , /W )(CEO) p , op v M 0 t
- WM(CBO) pt * WM(CEO)op , selon, comme pour le champ : 0 t
1 2n
W (CEO) = W (CBO) h-p l. M op t M op t
Si donc l'optimisation conduit à a = 0,75 pour les deux cas, cela ne donne op t
pas les mêmes valeurs de W opt . comme le montrent les formules littérales ou v
numériques pour n = 4 et P = 0,75.
- Optimisation en CBO
a(CBO)(pour opt.CBO) = 1 - p/3 = 0,75
1
a(CEO)(pour) = (1 - p/3) h^ " = ct(CBO) h ^" = 0,75 h^g
- Optimisation en CE O
a(CEO ) (pour opt.CEO) = 1 - p/3 = 0,75
n 8
a(CBO ) (pour opt.CBO) = (1 - p/3) h'^ = a(CEO ) h"^ " = 0,75 h"^
Enfin, le tableau de la figure 5-10 propose une façon de résumer une partie du
V
problème VCEO - CBO - Ce n'est pas la seule ni la meilleure. Ell e a pour elle le
mérite d'exister. 52 Dispositifs de l'électronique de puissance
FORMULES GENERALES E N FONCTION DE N W
v v
V
CB O VCB O
FORMULES DEPENDANT DE a
1 2 1+P)/ 2
1 2 1+P)/ 2 na(CBO) = W [q/(2Ce)] / N^ =
v W /W CB O a(CEO) = W [q/(2Ce)] ' N^ h^ = W /W CEO v v MV M
(l+P)/ 2
2 0+P)/ 2 2n W (CBO ) = [2Ce/q]>/2 ;M N W (CEO) = [2Ce/q]i/ N; h'^
M
n VM(CBO ) = C VM(CEO ) = c h/FFUnités SI, longueur en cm
1/ 2 P)/ 2
13 1 9 E (CBO = [2Cq/ e ] N^"M C = 4,5 10 , q = 1,6 ÎO" 2 )/ 2 2E (CEO) = [2Cq/e]l/ N^ h^ " Ml5
K = 4,4 10 ,p = 0,75 v
1 2
R (CBO) = K W N ' e = 1,05 ÎO"Siv v v v
1 Rv(CEO) = KvWvN^

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